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圖解環路設計及控制技術探討
閱讀: 118205 |  回復: 138 樓層直達

2018/05/11 16:08:03
1
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
此帖被設為精華,作者+10積分

QQ截圖20160321155901  【活動進行中……】禮遇感恩節!參與頂樓  免費送儀器

QQ截圖20160321155901   【風采匯】參與有獎!獲獎作品分享大賽



   由于之前缺乏控制理論方面的知識在剛接觸反饋環路的時候對其中的很多名詞不是很明白,這次準備采用圖解的方法逐一的搞清楚這些名詞并且試圖找出一種便捷的設置零、極點的方法。最后準備再探討一下關于控制技術的一些個人想法看看能否有所突破。

------------------------------------------------------------------相關文件----------------------------------------------------------------------------

環路補償參數設計_Buck.xls (excel 文件)

環路補償參數設計.rar         (Mathcad文件)

buck_type23.rar               (Saber文件)

------------------------------------------------------------------相關文件----------------------------------------------------------------------------

2018/05/11 16:10:03
2
電源網-fqd
電源幣:5059 | 積分:15076 主題帖:511 | 回復帖:5099
LV11
統帥
2018/05/11 16:12:34
3
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

Buck從頻域到時域波形.rar

(Mathcad文件)可以通過時域波形驗證環路設計效果。


2018/05/11 16:50:06
4
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

在經典控制理論中經常看到PID控制(比例、積分、微分),這三者是獨立的互不影響的所以容易調節。零極點的方法同PID有異曲同工之妙,如果有被控系統的精確模型那么只要在bode圖上移動零極點并采用加減運算就能得出較理想的控制效果,貌似比PID還簡單(PID的優點是無需被控系統的模型)。如何理解零極點、雙重零極點、斜率-1過穿越頻率、條件穩定、1/2fs采樣定理等等將是首先探討的問題。

2018/05/12 07:20:21
5
chenyankun
電源幣:1590 | 積分:14 主題帖:21 | 回復帖:574
LV8
師長
這個話題很有意思,我對這個環路很難理解,占個沙發,希望樓主能把這個話題說下去!
2018/05/12 07:23:14
6
chenyankun
電源幣:1590 | 積分:14 主題帖:21 | 回復帖:574
LV8
師長
這個零極點,穿越頻率是在傳遞函數里面說的?
2018/05/12 16:12:04
8
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
是的,這個在后面都會涉及到······
2018/05/12 16:07:43
7
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長


                                        1-1-1 單極點1RC低通濾波器

單極點的特性如圖1-1-1所示可用一個RC低通濾波器來表述。隨著輸入信號頻率的增加輸出的電壓幅值不斷下降相位逐漸逼近-90度(相位滯后)。

符合這一特性的還有LR低通濾波器,見下圖:

                                         1-1-2 單極點2LR低通濾波器

從兩張圖可以看出極點的特性是使信號幅值發生衰減這對系統穩定有益,不過相位滯后不利于系統穩定。從bode圖上看極點就是使增益曲線發生順時針旋轉的拐點,從公式上看就是能使分母等于零從而得到一個極大值(后面提到的原極點會比較明顯)。

2018/05/12 16:59:36
9
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

如果將圖1-1-1和圖1-1-2串聯起來使用對幅值的衰減能力更強,其幅頻特性和相頻特性曲線如下:

                                            圖1-1-3 串聯雙極點

1-1-3中紅色曲線為單極點藍線虛線為兩個單極點串聯,串聯后幅頻曲線由斜率-1變為了斜率-2,相位由-90度滯后為-180度,這就是雙極點的特性。

  一般電路中的雙極點是由LC電路產生的,理想的不帶寄生電阻的LC雙極點圖如下:

                                                  1-1-4 LC雙極點

2018/05/13 10:42:48
10
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
 

在圖1-1-1中如果電容取無窮大(或RC無窮大)其極點頻率fp=1/(2πRC)將無限接近于零,變成了過零點的極點——零極點(或稱原極點)。這時RC電路無限接近于積分電路,在實際補償環路中一般就是用積分電路來實現的零極點。

                                                               1-1-5 零極點

從公式上看當頻率f=0時分母等于零傳遞函數的增益無窮大,所以零極點可以用來提升靜態增益(零頻增益)。在補償環路中零極點一般是必須和首先增加的環節。

2018/05/13 12:08:35
11
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
 

零點的特性剛好跟極點相反,對信號的幅值進行放大同時相位產生+90度偏移(相位超前),前者不利于系統穩定后者有益于系統穩定。由于要對信號進行放大所以單零點電路要借助于運放來搭建。

 

                                                         1-2-1 單零點

如圖1-2-1bode圖上看零點就是增益曲線發生逆時針旋轉的拐點,從公式上看零點在分子上可以使方程得到零值。

   1-2-1中的電路兩個串聯就構成了雙零點電路,幅頻特性和相頻特性曲線如下:

 

                                                                 1-2-2 雙零點

2018/05/13 12:31:56
12
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
 

如果將圖1-1-1的單零點和圖1-2-1的單極點串聯起來使用結果會如何?

                                                            1-2-3 零點、極點重合

1-2-3顯示當零、極點重合后輸出信號和輸入信號一致不發生任何改變。從這里可以得出一個結論:極點可用零點來補償零點可用極點來補償,雙極點可用雙零點來補償。

2018/05/15 15:49:00
15
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

                                                              圖1-2-4 左、右半平面零點

右半平面零點的幅值和相位都不利于系統穩定(好像沒有單階右半平面極點)認為是不可補償的一般都是避開右半平面零點。

2018/07/19 15:45:23
100
頭發的都會看看就好
電源幣:0 | 積分:3 主題帖:0 | 回復帖:1
LV1
士兵
怎么沒有只看樓主功能,中間很多插樓的,看著很不方便
2018/07/23 07:46:41
101
逐影
電源幣:2 | 積分:4 主題帖:5 | 回復帖:6
LV2
班長
請問這個fp怎么求的?  模的分子等于0還是傳遞函數的分子等于0?
2018/07/23 10:54:56
102
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

當頻率f=fp時表達式變為Gp(fp)=1/(1+j),(j=√(-1),fp=1/(2*π*R*C))。

所以fp對應的增益模值|1/(1+j)|=0.707,分貝20*log(|1/(1+j)|)=-3db,相位arg(1/(1+j))*180/π=-45度。

2019/04/23 17:56:37
129
chenyankun
電源幣:1590 | 積分:14 主題帖:21 | 回復帖:574
LV8
師長
這里面fp和fp1是什么意思?
2019/04/24 08:42:54
130
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
fp和fp1都是指極點,圖中是用兩個不同電路實現的所以加個下標區分一下。
2018/05/13 18:14:28
13
zz052025[實習版主]
電源幣:1258 | 積分:36 主題帖:23 | 回復帖:1487
LV9
軍長

支持

這個也是電源中的難點之一!

2018/05/14 12:12:42
14
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
謝謝支持!如果思維能從時域(平面)轉變到頻域(空間)這個問題可能就容易理解了。
2018/05/15 16:08:40
16
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

在補償之前首先要知道被控對象的特性,先從下面的電壓模式Buck電路開始分析(實際電路可參考環路分析儀或其它方法獲得、校正曲線)。

                                                2-1 Buck小信號模型

2018/05/15 16:47:04
17
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

如圖2-1先將輸入電壓平均化得到Vin*D作為后面的LC電路的輸入電壓,這時電路就可以當成線性電路來分析了(前提是小信號),其中的Vosc是芯片中的鋸齒波峰值Vosc=1.25V 。這樣就得到了功率級傳遞函數及bode圖:

                                                    圖2-2 buck功率級傳遞函數及bode圖

2018/05/16 17:09:38
18
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

 圖2-2顯示此電路的穿越頻率為7Khz相位余量69度,從輸出到控制端直接接一個增益為1的負反饋電路即可穩定工作,下面就是按圖2-1中的參數接增益為1的負反饋做的閉環仿真(ESR=0.149)。

                                                       圖2-3-1 輕、滿載輸出電壓

從仿真結果看輸出電壓離設定目標12V相差較大,電路并不理想(偏差公式△V=Vin/(1+ Gainh(0))1.2V)。根據圖1-1-5原理增加一個原點極點可以增大靜態增益(頻率fs=0),所以反饋環路中一般都會有一個積分環節。

2018/05/16 17:14:15
19
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

增加原點極點會帶來-90度的相移導致雙極點處的相移超出-180度,有兩種解決措施:

1、將穿越頻率設置在低頻段避開雙極點。

 2、在雙極點處增加一個零點抵消原極點的影響。

                                                           圖2-3-2 原極點補償

2-3-2是措施1的結果,由于要避開電路的雙極點所以靜態增益增加有限而且穿越頻率比較低,在開關電源中單一積分補償很少采用。

2018/05/16 17:43:31
20
gaohq
電源幣:65 | 積分:5 主題帖:51 | 回復帖:481
LV8
師長
把更改后的電路圖也貼上來更好。
2018/05/17 10:18:23
21
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

當采用措施2增加一個零點后可抵消雙極點的影響使靜態增益大幅提升,結果見下圖:

                                              2-3-3-1原極點+零點補償

此參數下的仿真電路及結果如下:

                           2-3-3-2  原極點+零點補償仿真電路及結果

從仿真結果看高的靜態增益可使輸出電壓更接近目標值(如改善負載調整率)。

2018/05/17 10:45:24
22
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

一般穿越頻率之后會增加一個極點用來加強高頻衰減,同時可以用來調節相位余量:

                                     2-3-4 原極點+零點+極點補償

上圖補償波形包含一個原極點一對零、極點屬于二型補償在開關電源中用的比較廣。

2018/05/17 13:37:55
23
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

假設功率電路的輸出用的是小ESR的電容,其傳遞函數bode圖如下:

                                                     2-4-1 ESR的功率級bode

ESR所形成的零點1/(2*π*ESR*Co)位于高頻處遠離雙極點,其對雙極點的補償有限(甚至一點補償作用都沒有),這個時候就要在雙極點附近增加兩個零點補償,如果再增加兩個極點一個用來抵消ESR零點的影響一個用來加強高頻衰減,此時的補償后曲線(總開環曲線)可與之前的二型補償結果相近。

                                                 2-4-2 大、小ESR的兩種補償效果

綜上輸出電容ESR較大的可用一個原極點一對零、極點補償,輸出電容ESR小的需一個原極點兩對零、極點補償。

2018/05/17 13:47:25
24
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

根據待補償電路的特性原則上可以隨意增加零、極點個數(零、極點越多越靈活),但從經濟實用的角度考慮希望只用一個運放匹配電阻、電容就能實現補償,這類電路有很多比較常見的有如下三種:

                                                       2-5 三種補償器

TypeⅠ有一個原極點,TypeⅡ在TypeⅠ的基礎上又增加了一個零點和一個極點, TypeⅢ在TypeⅡ的基礎上又增加了一個零點和一個極點。

2018/05/17 14:56:53
25
chaos2008
電源幣:13 | 積分:1 主題帖:11 | 回復帖:77
LV4
連長
非常好
2019/05/07 14:42:54
131
dingsyu
電源幣:12 | 積分:0 主題帖:0 | 回復帖:2
LV1
士兵

請問函數里面,這里是不是還有個極點?它到哪里去了。

2019/05/08 10:41:38
132
boy59[版主]
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LV9
軍長
根據極點的定義可以對上式分母=0求解,得出的只有fp=1/(2*π*√L*C)這一個結果。
2018/05/18 11:15:37
26
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

           

                                                          3-1-1 斜率-1-2定義

上圖中將-20db/10倍頻定義為斜率-1-40db/10倍頻定義為斜率-2,可知單極點斜率-1、雙極點斜率-2、單零點斜率+1,雙零點斜率+2

2018/05/18 11:18:37
27
boy59[版主]
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LV9
軍長

如果以斜率-2過穿越頻率點意味著此處接近雙極點特性相位余量會較小,見下圖:

                                3-1-2 不同斜率對應的相位余量

在圖3-1-2中可以通過改變增益系數來任意改變穿越頻率的位置,而不影響相位(如圖中改變后的虛線)。圖中區域1和區域3的斜率都是-2相位余量都比較小,區域2的斜率為-1相位余量較大,如果選穿越頻率的位置則區域2斜率-1這一段比較合適。

2018/05/18 11:22:32
28
boy59[版主]
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LV9
軍長

也有例外的情況,比如將圖中零點左移使其靠近雙極點則區域1斜率-2也可以選擇:

                                 3-1-3 不同斜率對應的相位余量2

見圖中區域1斜率-2的這一段相位余量充足,將穿越頻率設置于此處也是可行的。

2018/05/18 19:51:21
29
jsapin
電源幣:150 | 積分:0 主題帖:9 | 回復帖:114
LV5
營長
來遲了,要好好拜讀,學習
2018/05/20 19:05:22
30
cjhk[版主]
電源幣:659 | 積分:106 主題帖:39 | 回復帖:139
LV9
軍長
    拜讀了,版主,環路是電源里面一個值得經久討論的話題.
2018/05/21 09:18:11
32
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
cjhk版多多支持,期望能探討出一條清晰的思路來。
2018/05/24 07:17:07
34
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
 

根據奈奎斯特采樣定律穿越頻率要小于1/2開關頻率,假設電路的開關頻率100KHz將穿越頻率設置為62KHz結果如下:

                                                   3-2-1穿越頻率62KHz相位余量22

                              3-2-2 穿越頻率大于1/2開關頻率的電流、電壓波形

如圖3-2-2電流波形出現了大小波,輸出電壓還算 “穩定”。

2018/05/25 11:43:57
36
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

保持穿越頻率62Khz不變將相位余量提升至35度結果如下:

                                 3-2-3 穿越頻率62Khz相位余量35

從圖中看當相位余量提升至35度負載變化引起一小段“大小波”后輸出趨于穩定。

保持穿越頻率不變將相位余量提升至45度的結果如下:

                                 3-2-4 穿越頻率62Khz相位余量45

從上圖看當相位余量大于45度后電路是穩定的似乎不受采樣定律限制。

2018/05/25 13:44:01
38
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

對比下面的20KHz穿越頻率和100KHz穿越頻率時電路中的PWM發生電路波形:

                                   3-2-5 PWM發生電路波形

如圖3-2-5(b)中的Vcont信號由于穿越頻率取的較大明顯受到了開關噪聲的影響,即便如此輸出依然是穩定的而且也沒有出現“大小波”的情況(相位余量取40度)。

2018/05/25 15:08:28
39
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

穿越頻率認為是電路最終“穩定”的點包括震蕩電路,一般可以通過震蕩或者欠阻尼震蕩來推測穿越頻率。以上面的Buck電路為例將穿越頻率設置為20KHz,相位余量分別取0度、10度、20度、30度、45度,得到的波形如下:

                                      3-3-1 相位余量0度時的震蕩波形

3-3-1當穿越頻率處(20KHz)的相位余量為零時電路發生了震蕩,震蕩周期50uS 頻率20KHz與穿越頻率相同。

2018/05/25 15:13:53
40
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

相位余量為10度時的波形如下:

                                          3-3-2 相位余量10

去掉第一個震蕩波后余下的阻尼震蕩周期為50uS左右與穿越頻率相同,圖中10度的相位余量對應5~6個阻尼周期。

2018/05/25 15:15:27
41
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

相位余量為20度時的波形如下:

                                             3-3-3 相位余量20

去掉第一個震蕩波后余下的阻尼震蕩周期為50uS左右與穿越頻率相同,圖中20度的相位余量對應3~4個的阻尼周期。

2018/05/25 15:17:19
42
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

相位余量為30度時的波形如下:

3-3-4 相位余量30

阻尼震蕩周期仍然為50uS左右與穿越頻率相同,圖中30度的相位余量對應1~2個阻尼周期。

2018/05/25 15:22:43
43
boy59[版主]
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LV9
軍長

相位余量為45度時的波形如下:

                                          3-3-5 相位余量45

有資料說45度為臨界阻尼狀態。

根據上面Buck電路的仿真結果似乎有這么一個規律:相位余量X震蕩次數≈60

2018/09/03 18:33:39
120
悟今生
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LV5
營長
樓主增加了電壓電流波形隨相位裕量的變化,贊一個
2018/05/31 14:29:12
58
那個少年
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LV1
士兵
有個問題,能否詳細講解如何通過改變增益系數來任意改變穿越頻率的位置而不影響相位,具體是改變反饋環路的電阻電容值?
2018/05/31 20:32:21
60
boy59[版主]
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LV9
軍長

可以通過改占空比來實現,實際操作是改變輸入電壓(CCM模式下Vo=Vin*D)或者改變鋸齒波的峰值Vosc。

2019/01/08 15:09:59
127
sz518000
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LV1
士兵

靜平電子專業生產開發銷售果汁機板,歡迎來電咨 詢13310833122曹生

2018/05/21 09:08:34
31
hylylx
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LV9
軍長
為什么讓我才看到膩。
2018/05/21 09:22:57
33
boy59[版主]
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LV9
軍長
前面的只是些基本定義,后面的才是問題探討。
2018/05/24 21:49:14
35
jsapin
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LV5
營長
看了又看,還是想多看一遍。
2018/05/25 11:48:15
37
boy59[版主]
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LV9
軍長
謝謝支持!
2018/05/28 19:04:56
44
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

決定電路動態特性最重要的應該是穿越頻率,相位余量相輔。比如有兩個電路他們的相位余量都相同負載突變時都需3個震蕩周期,如果其中一個的穿越頻率是10kHz另一個是100kHz,則他們達到穩態所需要的時間分別是300uS30uS

2018/05/28 19:09:12
45
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

書上或者資料中經常會提到典型二階系統,如果令Buck功率級電路的輸出容ESR=0則開環Buck電路可視為典型二階系統,下面就準備對比阻尼系數和相位余量的關系。

(Buck二階系統)

2018/05/28 21:12:39
46
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

首先將階躍函數1/s作用于Buck電路用來模擬剛上電時的狀態,其次求Laplace逆變換將方程轉換成時域方程,最后取不同的阻尼系數ζ并同Saber仿真對比:

 

                                      3-4-1 SaberMathcad啟動波形對比

從圖中看Saber仿真和Mathcad計算結果一致。

2018/05/28 22:25:11
47
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

二階系統前面的系數Vin/Vosc只影響幅值對震蕩周期沒有影響,比如取Vin/Vosc=1仿真和計算結果如下:

                                             3-4-2 增益系數為1的仿真、計算對比

但改變Vin/Vosc會影響穿越頻率間接的會影響到相位余量,見下圖:

                                              3-4-3 不同增益時的bode

如上圖增益為24時穿越頻率4.389kHz增益為1時穿越頻率100Hz,對應的相位余量分別為167度和23度。從這里看阻尼系數和相位余量似乎沒有關系,或者說阻尼系數是針對開環而相位余量是針對閉環?

2018/05/29 10:27:18
48
boy59[版主]
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LV9
軍長

仍然將圖2-1Buck電路從輸出到控制端接增益為1的負反饋形成閉環控制,不同相位余量時的啟動波形如下:

                                     

                      圖3-4-4 不同相位余量的閉環啟動波形

圖中顯示閉環控制時45度相位余量的過沖和動態響應最適中,60度相位余量時更接近臨界阻尼模式,這個60度和之前的規律相位余量*震蕩次數=60不謀而合。(不確定計算上是否存在錯誤)

2018/05/29 10:47:59
49
hunter4051
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LV5
營長
看看學學,雖然有的看不太懂,多看幾遍,多揣摩幾次,有些大概的。。。。
2018/05/29 11:45:29
51
boy59[版主]
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LV9
軍長
我也是一邊學習一邊仿真驗證,要抱著謹慎中立懷疑一切的態度看這個帖子
2018/05/29 11:38:29
50
boy59[版主]
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LV9
軍長

是否有公式可以將上述閉環啟動波形描述出來?這個啟動波形可以分為兩部分見下圖:

                                圖3-4-5 啟動波形構成

如圖3-4-5剛上電時電路為“開環狀態”當輸出電壓超過12V后環路介入,過沖的部分又處于“開環狀態”,之后進入穩定的環路控制。開環部分的波形可由之前的二階系統方程描述:

             3-4-6 開環的二階系統與閉環控制啟動對比

從圖3-4-6是否可以得出這樣一個結論:分析大信號時其波形由電路的開環(功率級)特性決定。(如何去描述閉環的時域方程?)

2018/05/31 09:06:49
52
boy59[版主]
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LV9
軍長

在用Saber 軟件中的環路掃描儀tdsa時經常會苦惱于耗時太久動輒以小時計,如果降低掃描時間得出的bode圖又不精確。這里有個可以兼容掃描速度和精度的小技巧分享給大家。

2018/05/31 09:25:42
53
boy59[版主]
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LV9
軍長

tdsa的基本原理是向環路注入頻率由低到高的正弦波小信號,通過測反饋信號獲得相位和增益的bode圖。

在低頻段由于注入信號的頻率低根據T=1/f所以用時多最為耗時,由于低頻段的增益高尤其是雙極點處所以注入小信號的幅值要設置的小一些(否則有可能大信號)。

在高頻段由于注入信號的頻率高所以耗時較少,由于高頻段的增益低所以注入的小信號幅值可以設置的大一些以提高精度。

2018/05/31 10:40:48
54
boy59[版主]
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LV9
軍長

根據上述特性在環路掃描時可采用分段掃描的方法,下面的方法僅供參考。

假設掃描范圍100-100kHz并分為三段,100-1kHz1kHz-10kHz10kHz-100kHz

100-1kHz段:

                                           

                                                              圖4-1-1 低頻段設置

低頻段將仿真中的Time Step設置為100uS可以大大降低仿真時間,tdsa設置如上圖將注入信號ampl設置為0.01npoints表示掃描的頻率點數取值太小曲線不圓滑,min_nper表示每個頻率點的最小掃描次數估計是為了計算平均值提高測量精度,這里這些參數都保持默認值。

掃描的結果如下:

                      4-1-2 低頻段bode

2018/05/31 10:58:11
55
boy59[版主]
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LV9
軍長

1kHz-10kHz

中頻段的仿真速度比較快了Time Step可以設置為100nStdsaampl設置為0.01,掃描結果如下:

                                  圖4-2 中頻段bode圖

2018/05/31 11:17:40
56
boy59[版主]
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LV9
軍長

高頻段的仿真速度更快Time Step可以設置為10nStdsa中將ampl設置為0.625,掃描結果如下:


                 

4-3 高頻段bode


2018/05/31 11:31:04
57
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長

最后將圖4-1到圖4-3合成并同Mathcad對比:

                                                          圖4-5 掃頻結果對比

如圖4-5 采用分段掃描的方法結果是比較準確的,最大的優點還是仿真速度快,從三次仿真到圖片合成也幾分鐘的時間。

不知Saber中有沒有可以同時改變多個參數的功能(Vary好像一次只能改一個),如果有的話就不需要后期的圖片合成了。

2018/05/31 19:42:51
59
RySz
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LV3
排長
學習
2018/05/31 22:44:07
62
jsapin
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LV5
營長

樓主更新了,感謝分享,學習了,非常好,期待,等待

2018/05/31 22:07:03
61
998lllll
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LV8
師長
學習了,謝謝!
2018/06/02 21:18:14
63
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

二類補償的零、極點設置方法:

補償電路的零、極點可以憑經驗、直覺或試湊等法來設置非常的靈活,之所以靈活是因為其有無窮的解也正因為此會讓人覺得茫然不知道怎樣的解最為合適。資料中常見在零點處加極點或者極點處加零點來預先設定某些零、極點,穿越頻率處斜率-1大概也是為了方便零、極點的設置而規定的,這類問題用圖解法應該最為適合可以窮其解并通過篩選、對比得出最“恰當”的結果。

2018/06/02 21:41:31
64
boy59[版主]
電源幣:1537 | 積分:118 主題帖:64 | 回復帖:309
LV9
軍長
 

首先從相位補償開始,還是以圖2-1buck為例預設穿越頻率20kHz,電容ESR=0.149,功率級傳遞函數的相位圖如下:

 

                                      5-1 buck功率級相頻圖

如圖5-120kHz處的相位余量是82.178度,最終期望的相位余量是60度,補償電路要在20kHz處實現-22.178度相移。

2018/06/02 22:20:04
65
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

二類補償的相位特性如下:

 

                                 5-2 二類補償相頻特性

二類補償可以實現相位0~-90度補償,因為都是≤0的數其本質是沒有相位補償功能的必須依賴于待補償電路(功率級電路)有足夠的相位余量(例子中buck功率級相位余量180-97.822=82.178度)。二類補償在穿越頻率處的相位是由零、極點共同決定的, 這里將零點頻率轉換為以所需補償相位、極點為變量的函數來解決零點的設置問題。 

2018/06/02 22:51:38
66
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

arg是復數的幅角運算形式將其轉換成較習慣的tan運算并將公式整理成下圖中的公式:

 

                                         5-3 零點與極點、預設相位的關系

5-3是補償相位θ分別取-10-25-40-55度時的四條零點與極點的等相位關系曲線x軸表極點頻率y軸表零點頻率,當零點頻率0為是無意義的。(公式的推導過程在圖5-3的右側)

2018/06/04 06:42:47
67
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

其次增益補償

功率級電路的增益特性如下:

                                5-4 buck功率級幅頻圖

在預設穿越頻率20kHz處增益為-9.876所以補償電路要在此處實現+9.786的補償。

二類補償的增益特性如下:

                            5-5 2類補償的幅頻特性

如上圖所示2類補償可以提高穿越頻率,由于上一步等相位設置已經“確定”了零、極點的位置,這里只要設置原極點的位置滿足20kHz處幅值=+9.876即可。

2018/06/04 07:02:25
68
boy59[版主]
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LV9
軍長
 

將上述幅頻、相頻設置法結合起來構成一個以極點fpx軸穩態增益(暫取10Hz)為y軸的穩態增益幅值--極點頻率特性圖如下:

 

                               5-6 穩態增益與極點的關系

圖中50kHz以內的曲線是零點頻率小于零的部分,實際取極點頻率為大于50kHz的部分,如圖中所示隨著極點頻率的提高穩態增益也相應跟著提高。至此已經得到了一個按設定穿越頻率、等相位余量為參考的只有一個變量(極點fp)的曲線圖,最終如何去篩選極點fp還需考慮其它一些限制條件。

2018/06/04 13:03:49
69
boy59[版主]
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LV9
軍長

回到熟悉的幅頻、相頻圖中,選取不同極點頻率fp對于總的開環bode圖影響如下的:

                                                            圖5-7 極點頻率對開環bode圖的影響

5-7中分別取極點頻率fp等于50kHz64kHz90kHz ,從幅頻圖看極點頻率越高穩態增益越大,從相頻圖看當極點頻率超過64kHz后出現了條件穩定的情況,為避免這種情況的發生可將極點頻率限制在50kHz-64kHz之間。(當負載降低后電路的Q值會變大使電路趨向條件穩定變化,此處將極點頻率限制的更低一些較為妥當)

2018/06/04 14:22:54
70
boy59[版主]
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LV9
軍長

設置好零、極點后可以開始計算補償電路的電阻、電容值,圖2-5中電阻Rb用來設置輸出電壓的大小不影響環路特性,電阻R1是整個補償電路的基調改變R1將使電路中電阻、電容 “成比例”變化但也不會影響環路特性。

                                             圖5-8 補償參數與電容R1、極點頻率的關系

由于運放(431等)并不理想所以選用的電阻不能太大,電容不能太小還要兼顧功耗等問題。

2019/06/04 13:32:38
134
dingsyu
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LV1
士兵

版主請問一下,這里是為了得到補償相位所對應的零點和極點頻率的關系.

這個公式是否理解為:補償相位就II型在穿越頻率點對應的兩個極點和1個零點相位之和。

看了好幾天都不知道這公式是怎樣推導?

2019/06/05 10:12:58
135
boy59[版主]
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LV9
軍長
是這個意思,原本零點、極點都是未知量,通過這個關系式把方程整理成只有一個未知量(消元)。
2019/06/05 16:46:55
136
dingsyu
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LV1
士兵
明白了,非常感謝。
2018/06/04 14:39:35
71
boy59[版主]
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LV9
軍長

三類補償要比二類補償多出一對零、極點,多增加的兩個未知量會讓設計更加的靈活不知所措,那么三類補償又該如何設計?

2018/06/05 13:00:19
72
boy59[版主]
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LV9
軍長

三類補償的設計一種方法是采用雙重零點、雙重極點,這對于求解方程來說就相當于只有一個零點和一個極點了,用二類補償的方法就可以求解。三型的K因子法好像就是用的這種方式:

                                                           

                                              圖6-1 三型補償K因子法

2018/06/05 13:09:53
73
boy59[版主]
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LV9
軍長

第二種方法——零、極點轉移法:

這種方法是將一對零、極點(fz2fp2)先“補償到”功率級電路上使功率級的bode圖相位得到提升并使之能被二類補償電路所補償,接著就是用二類補償的方法求出fp0fz1fp1,最后將這5個點合起來構成三類補償。

2018/06/05 13:29:13
74
boy59[版主]
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LV9
軍長

還是以圖2-1buck電路為例假設輸出電容ESR=0.01,功率級電路的bode圖如下:

                                                              

                                        圖6-2 ESRbuck電路bode

設計目標仍然是穿越頻率20kHz,相位余量60度。

2018/06/05 13:37:59
75
boy59[版主]
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LV9
軍長

6-2中零點頻率1/(2*π*ESR*Co)=47.37kHz(當ESR=0.149時零點頻率=3.179kHz),此時增加一個3.179kHz的零點一個47.37kHz的極點結果如下:

                                                

                                               圖6-3 ESR增加一對零極點后與原大ESR對比

6-3中紅色實線代表原ESR=0.149時的bode圖,藍色虛線代表加入一對零、極點補償后的ESR=0.01bode圖,二者在穿越頻率處的幅值和相位都是相同的, 這樣就可以用之前的二類補償法求出余下的參數(結果也一定與之前的相同)。

2018/06/05 14:03:21
76
boy59[版主]
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LV9
軍長

從功率級到補償級再到總的開環bode圖如下:

                                         圖6-4 buck三類補償總bode曲線

如圖6-4總的開環bode圖結果與預設值完全一致,采用這種方法后似乎就不再需要三類補償了,任何三類補償的問題都可以轉換成二類補償的方法來求解。

在對功率級電路加一對零、極點補償時,如何更合理的去設置零、極點還有待探討。

2018/06/07 09:18:36
77
boy59[版主]
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LV9
軍長

三類補償采用第一種方法(雙重零點、雙重極點)的結果如下:

                                 6-4-1 70kHz雙重極點

                                 6-4-2 50kHz雙重極點

如果是采用k因子法將只會得到一組解,采用圖解法可選擇的自由度更高。

2018/06/07 10:15:38
78
cmc303
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LV1
士兵
樓主,能否把mathcad和saber源文件發一份,謝謝了,[email protected]
2018/06/07 13:03:51
79
boy59[版主]
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LV9
軍長
文件還比較亂,等我整理整理一并放到一樓去。
2018/06/15 08:58:52
80
boy59[版主]
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LV9
軍長

條件穩定

首先驗證計算是否準確,見下圖加補償后的總開環bode圖:

                                             圖7-1 Saber掃描和Mathcad計算總開環bode圖對比

上圖中Saber電路的參數都是按照Mathcad文件設置的,從結果看Mathcad的計算方法是準確的,后續的分析都將以此為依據。

2018/06/15 09:31:27
81
boy59[版主]
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LV9
軍長

依照環路掃描的方法采用“大信號”掃描得出的結果對比如下:

                                               圖7-2 小信號與大信號對比

7-2中獲得的大信號bode圖不一定準確,從波形看在大信號下增益變小了。這是因為晶體管都有飽和限制(或供電電壓限制)當輸入信號很大時輸出并不能達到理論值而是被鉗位了,因增益=Vo/Vi所以結果相當于增益變小了。

如果電路存在條件穩定并且在條件穩定處因大信號使增益小于0dB電路就有可能震蕩。

2018/06/15 09:39:58
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boy59[版主]
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LV9
軍長

設穿越頻率20kHz、相位余量60度,不同狀態下的啟動波形如下:

                                                    圖7-3 條件穩定對啟動波形的影響

如圖7-3相同穿越頻率和相位余量的條件下,存在條件穩定的過沖最嚴重。

2018/06/15 10:25:24
83
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LV9
軍長

                                      圖7-4 條件穩定對正常情況的負載跳變的影響

如圖7-4負載從滿載到輕載或從輕載到滿載跳變時存在條件穩定的動態響應似乎更快。

2018/06/15 12:41:12
84
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軍長

假設出現異常情況輸出短路,條件穩定和非條件穩定下的輸出動態波形對比如下:

                                                          圖7-5 條件穩定在大信號下的對比

如圖7-5在相同的動態負載下存在條件穩定的電路在條件穩定頻率處發生了震蕩,或許可以定義一個條件穩定余量同相位余量一樣這個余量將決定條件穩定處的震蕩狀態(欠阻尼、過阻尼、周期震蕩······)。

2018/06/16 14:02:22
85
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軍長

接不同負載時電路的Q值會發生變化從而引起bode圖的變化如下:

                                                7-6 負載對bode圖的影響

 7-6中圖(a)負載3歐姆圖(b)負載30歐姆(臨界電阻),非斷續模式下負載幾乎不影響穿越頻率和相位余量(預設20KHz穿越頻率,45度相位余量)

2018/06/16 14:18:01
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軍長

當確定好補償參數后隨著輸入電壓的變化穿越頻率也會跟著變化從而引起相位余量的改變(相位bode圖是不發生變化的)。

                                7-7 輸入電壓對穿越頻率和相位余量的影響

如果采用電壓前饋控制既讓圖2-1中鋸齒波的斜率正比于輸入電壓那么輸入電壓的變化就不會對bode圖產生影響了。

2018/06/17 13:53:56
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軍長

參數漂移對開環bode圖的影響:

                                 7-8 輸出電容ESRbode圖的影響

上圖電路中的ESR在0.149附近變動,ESR相對較大采用的是Type Ⅱ補償(也可以采用Type Ⅲ補償,向下兼容)。

2018/06/24 08:06:57
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軍長

斜坡補償

采用峰值電流控制的電路當進入CCM模式并且占空比大于50%時需要加斜坡補償,有的說法當占空比大于18%或占空比大于38%就需要加斜坡補償,到底哪種說法準確?

                                  8-1 峰值電流控制反激電路

用上圖8-1的電路來進行驗證,變壓器咋比7.565:1,初級感量800uH,負載電阻2.368,電容2000uF,采用電阻0.1,峰值電流1.94

(反激的參數設計可參考http://www.izdyhfi.cn/bbs/2430194.html

2018/06/24 08:21:58
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軍長

當占空比為50%時峰值電流模式的波形如下:

                                                8-2-1 50%占空比時的電流、電壓波形

8-2-1中電流波形的寬度(△I)發生了變化說明發生了次諧波震蕩,局部放大后的波形如下:


                                                8-2-2 50%占空比局部放大圖

50%為臨界震蕩狀態,外部的微小擾動或電路自身的噪聲就足以觸發次諧波震蕩,震蕩頻率為1/2開關頻率。

2018/06/24 08:37:23
90
boy59[版主]
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軍長

當把占空比降低至49%左右,同時在負載處添加擾動條件結果如下:

                                       8-3 49%占空比時不發生次諧波震蕩

如上圖8-3當占空比小于50%時即使有擾動存在也不會發生持續的次諧波震蕩,但恢復穩態的時間會比較久為欠阻尼震蕩所以應當留一定的余量,如何去確定這個余量可能就是上述不同說法的來源依據。

2018/06/27 08:42:00
91
lihui710884923
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軍長
電源的后級恒流限壓中,運放的輸入端到輸出端并聯的電阻電容設計到環路設計嗎,這個怎么取值,可以計算嗎
2018/06/27 09:16:31
92
boy59[版主]
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軍長
只要是用typeⅡ、typeⅢ補償的都可以用這里的方法進行計算跟被控對象無關,或者說只要知道被控對象在預期穿越頻率處的增益和相位及10Hz處的增益和相位就能算出補償參數(無法判斷是否存在條件穩定)。
2018/06/29 17:48:51
93
boy59[版主]
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軍長

準備從以下兩個方面來探討控制技術。

1、         補償電路,試著在常用TypeⅡ、TypeⅢ的基礎上做一些擴展。

2、         PWM控制器,期望通過改進控制技術使不同工況下bode圖不發生大的變化并且保證控制器線性化以改善大信號特性。

PFC應用中為了得到高的功率因數,穿越頻率要低于2倍工頻頻率(100Hz)一般取10~20Hz。這么低的穿越頻率勢必造成極差的動態響應,所以單級PFC只能用于特定的場合。

借鑒三段式充電器原理如果引入多個控制量似乎可以解決這個問題(簡單的模糊控制?)。示意圖如下:

       圖9-1 兼容功率因數和響應速度的PFC補償電路

當輸出電壓在正常范圍內中間的穿越頻率為fc2=20Hz的補償器工作,當輸出電壓高于設定電壓時穿越頻率為fc1=6kHz的上補償器工作迅速壓低輸出電壓,當輸出電壓低于設定電壓時穿越頻率為fc3=6kHz的下補償器工作迅速抬升輸出電壓。

2018/06/29 22:48:43
94
boy59[版主]
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軍長

根據上述思路搭建一個Boost-PFC電路,首先按通常情況只接一個低穿越頻率補償器的啟動波形如下:

                                             9-2-1 單一補償器PFC的啟動波形

上述波形的補償器參數只是大概調了一下可能不太理想,波形中的con_upcon_dow從電路中斷開只有con_mid連在電路中,在目前的參數下電路的動態特性不太理想。

保持電路中的各參數不變將con_upcon_dow連入電路后的啟動波形如下:

                                                       9-2-2 多變量啟動波形

9-2-2的啟動波形相對于圖9-2-1動態特性提升了不少,至此可以證明這種多變量補償可以提升PFC電路的性能。如果能將電路簡化一下少用幾個運放就更理想了。

2018/06/30 18:52:07
95
boy59[版主]
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軍長

TypeⅡ和TypeⅢ補償器中僅使用到了左半平面零點和極點,如果在補償器中加入右半平面零點和極點就有可能實現功能的擴展,比如用右半平面極點去補償右半平面零點(目前還不確定是否可行)。

  右半平面零、極點的電路實現方法可以參考零、極點公式,零點的公式為(1-S/fz)其中包含了一個減法運算和一個微分運算,具體實現電路如下:

                          圖9-3-1 右半平面零點電路

對上圖用Saber進行環路掃描并同Mathcad的計算結果做比較如下:

                                 9-3-2 右半平面bode對比

上圖中用Mathcad繪制的bode圖有在公式前取負號既公式實為-1-S/fz)。

2018/06/30 19:57:09
96
boy59[版主]
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軍長

極點的公式1/(1-S/fp),其中包含了除法運算,實現電路如下:

                                      9-3-3 右半平面極點電路

環路掃頻結果和Mathcad的計算結果如下:

                                   9-3-4 右半平面極點bode圖對比

上圖中掃頻結果不太理想,不知用其它軟件仿真結果會如何?亦或是圖9-3-3的電路模型不正確?

2018/07/05 10:48:53
97
boy59[版主]
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軍長

通過分析可知右半平面極點是正反饋特性,在實際電路中正反饋不能穩定工作所以右半平面極點電路目前可能無法實現了。

2018/07/05 10:52:07
98
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軍長

PID與零、極點的關系

PID=P+I+D是比例、積分、微分電路的組合,用單運放實現的方式如下:

                          9-4-1 PID補償電路

同在bode圖下的對比如下:

                              9-4-2 PI補償與Type Ⅱ補償對比

                              9-4-3 PID補償與Type Ⅲ補償對比

通過對比可知Type Ⅱ比PI補償多一個極點,Type Ⅲ比PID補償多兩個極點,可以說零、極點補償是PID補償的增強版。

2018/07/05 13:49:00
99
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軍長

PID的參數比Type型的少,參數之間的關聯小如果采用獨立的P+I+D方式參數之間基本沒關聯,Type型的零、極點一般由2~3個參數構成,參數之間相互關聯所以相對來說PID容易調試些。

                         9-4-4 三型補償網絡元件的多重作用

PID易于實現數字化控制,通過對信號的離散化處理可得到比例(k)、積分(++)和微分(u)參數,Type型的還不清楚如何處理。

PID由于缺少高頻極點所以對高頻噪聲的抑制力差,PID中的微分項從bode圖上看可以提升穿越頻率所以可以提高動態響應,但是這個微分項會使增益趨于變大在某些場合是不能加這個微分項的。

Type型除了復雜外各項性能都要優于PID型,那么是否可以設計一款適用于數字控制的Type模型;是否可以設計一款專用的Type補償器,該補償器只對零、極點進行調節,相關的電阻、電容會自動關聯調節。或者可以開發出自動調節功能,當環路自動調節完成后取下專用Type補償器再根據顯示器中推薦的參數去補償實際電路。

2018/08/22 10:42:48
103
boy59[版主]
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軍長

有關數字控制轉至另一貼,探討開關電源PID控制及參數設置 http://www.izdyhfi.cn/bbs/2436032.html

2018/08/22 10:44:17
104
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軍長

從仿真中發現同一個功率電路采用同樣的補償參數,如果補償電路的供電電壓Vcc不同,得出的動態波形是不一樣的,這里涉及到大信號問題了。

2018/08/22 11:30:26
105
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軍長

不同電壓的動態波形

                                    9-5 運放不同供電電壓對動態波形的影響

上圖是以buck電路為例,補償電路的運放供電電壓分別取5V和±10V得出的動態波形對比。為觀察大信號特性電路中的占空比沒做限制,明顯的寬零電平或高電平就是大信號狀態。例子中PWM控制信號幅值為0~1.25V,在大信號最壞情況下積分電路會使控制信號達到Vcc,如果將Vcc限制在0~1.25V之間將改善大信號狀態,實際電路中可做限幅處理。

2018/08/31 23:03:51
108
boy59[版主]
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軍長

輸出電壓與功率級電路的直流增益:

Buck-直流增益電路 

                                   9-6-1 只接比例項的閉環buck電路

如圖9-6-1如果電路只接比例負反饋,根據從輸入到輸出和從輸出到輸入的兩個方程可以推導出輸出電壓公式:

直流增益公式 

Saber軟件對上述公式做以驗證結果如下:

直流增益仿真與計算 

                              9-6-2 直流增益仿真與計算對比

上圖的結果證明公式是準確的,由這個公式可以進行相關衍生:

1、如果已知鋸齒波Vosc的峰值,結合輸入電壓Vin和負反饋比例k可以估算出輸出電壓Vout

2、實測輸出電壓Vout結合輸入電壓Vin和負反饋比例k可以估算出鋸齒波峰值;

3、步驟2Vin/Voscbuck電路的零頻增益(bode圖的初始增益)。

4、……

2018/08/28 08:32:29
106
camass
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LV1
士兵
專業問題,屬實不知道該什么回答
2018/08/29 16:47:40
107
shaqnb
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排長
2018/09/01 06:18:15
109
boy59[版主]
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軍長

以前一直有個疑惑,無論buckboost還是LLC等拓撲都可以將總的開環穿越頻率和相位余量設置在同一水平,為何他們的動態特性會不同?甚至同一拓撲如果設計時選用不同的電感量也會引起動態特性的變化。

2018/09/01 08:56:09
110
boy59[版主]
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軍長

通過以往的分析發現動態特性其實是由小信號和大信號兩部分組成的(或者還包含二者的過渡部分)。

1、小信號

我們在分析環路時采用的電路模型、bode圖等都是基于小信號的前提下,小信號可以理解為小的△V(比如一根曲線如果取其中一小段可近似認為這一小段是線性的),

因為電源拓撲一般都是非線性的,而現有手段只能分析線性問題,所以通常都是以小信號來作為研究對象。

2、大信號

實際電路的動態過程在很多情況下V會超出小信號范疇,這段時間小信號分析就不準確或者無能無力了。

以電源剛上電的過程為例(假設無限流、軟啟動,無PWM限制),在剛上電時由于輸出電壓很低PWM將以最大占空比輸出,當輸出電壓超過設定值后由于電感的慣性(或稱電路的滯后性)電壓會繼續飆升,PWM以最小占空比輸出。在這兩個過程中環路都沒有起作用電路只是按自身的特性在運行,這就屬于大信號范疇,隨著輸出偏差的減小環路逐漸介入從而進入小信號范疇。

上述啟動過程的波形如下:

啟動大-小信號 

                                       圖10-1 啟動過程中的大、小信號

在以往的分析中都剔除第一個波就是基于上圖的原因,其為大信號對小信號分析沒有幫助。

2018/09/01 10:20:28
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軍長

在優化動態特性設計時,大信號是不可忽略的甚至占有不小的比例。下面主要從兩個方面來分析、改進大信號特性:

1、從拓撲入手

結合圖3-4-1的結論大信號多與功率電路自身特性有關(如阻尼系數,自震角頻率等),可以通過提高開關頻率,降低電感、電容量等手段來改善大信號特性。

2、從控制技術入手

首先電壓控制模式,在電壓模式中有兩個儲能元件致使其輸出量與控制量之間的非線性度(或滯后性)比較嚴重所以也較難控制。

其次峰值電流控制模式(或斷續模式),這種控制模式把電感變成了可控電流源 功率電路中只“剩下”電容一個儲能元件,線性度(或滯后性)有所改善控制難度也隨之降低。

再次平均電流控制模式,平均電流才是我們所需要的控制量而峰值電流和平均電流之間并不一定是線性關系,如果直接控制平均電流那么功率電路的線性度將進一步改善。

最后恒功控制模式,開關電源目的就是功率轉換無論是電壓控制還是電流控制最終都要體現在功率上,如果同時以平均電流、輸出電壓作為控制量直接以功率為目標來進行控制那么功率電路或許可以變成線性電路了。

2018/09/01 14:11:35
112
boy59[版主]
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按照上面四種控制模式的想法搭建了Buck仿真電路,仿真結果如下:

四種控制模式的啟動波形 

                                       10-2 四種控制模式啟動波形對比

10-2中編號從1-4分別為電壓控制模式、峰值電流控制模式、平均電流控制模式、恒功率控制模式,同設想的一樣線性度越好的動態特性也越好。

2018/09/01 20:03:28
113
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恒功模式的bode圖和電壓模式的對比如下:

恒功與電壓控制模式bode圖對比 

                                  10-3 恒功模式和電壓模式bode圖對比

對于反激或boost電路都存在右半平面零點問題,準備將這種恒功控制模式用于反激電路看能否拓展帶寬。

2018/09/02 06:13:54
114
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在分析反激之前先對上面的buck電路進行環路優化,從圖10-3bode圖中可以看出這種恒功模式的相位余量比較大,如果設置20KHz穿越頻率則相位余量接近180度,這里采用的是Type Ⅱ補償

優化后的動態波形如下:

優化的恒功控制 

                                            10-4-1 恒功模式動態波形

將上圖中兩個紅圈處分別展開如下:

優化的恒功控制局部放大 

                                          10-4-2 恒功動態波形展開

10-4-2的動態效果不知是否同于非線性控制(單周期控制),正常工作時為定頻模式,負載突變時為變周期模式,以實現最快動態響應的目的……

2018/09/02 08:53:23
115
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10-4-2中的左圖當負載突變至輕載時,雖然PWM信號已經關閉但由于電感的儲能無處釋放導致輸出電壓升高,右圖當負載突然加重時電感電流要達到新的穩態需要一定的時間,這些都是受拓撲限制無法從根本上解決只能想辦法降低。

有一種雙向拓撲可以解決這個問題,鏈接http://www.izdyhfi.cn/bbs/1516560.html

雙向拓撲 

                                   10-4-3 雙向拓撲

上圖中MOS管需去掉體二極管(可用兩個MOS串聯實現),這種拓撲可以實現電感能量回收,電路中始終存在無功功率可以應對電流突變,基本上負載跳變不會對輸出電壓造成影響。但成本和效率問題限制了這種電路的應用。

2018/09/02 09:12:22
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10-4-3的基本原理如下:

空載時,電流在Boost電路和Buck電路構成的環路中往復循環,從外界看既無能量輸出也無能量輸入(理想情況)。

從左到右,當Buck電流<Boost 電流時能量從左向右傳輸。

從右到左,當Buck電流>Boost電流時能量從右向左傳輸。

此電路的特點是總電感電流不突變,通過控制Buck電路和Boost電路的開關管來對電流進行分配,從外界看輸、入輸出電流可以瞬間由最大變到最小或由最小變到最大(此處瞬間是開關周期的量級),解決了電感電流不能突變的矛盾。

2018/09/03 06:21:27
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軍長

采用恒功控制模式反激電路的動態波形如下:

反激恒功控制動態 

                                        10-5-1 恒功模式反激電路動態波形

反激恒功控制動態局部放大 

                                     10-5-2 恒功模式反激電路動態波形展開

反激拓撲的功率傳遞完全依賴于電感,設計時采用的功率器件參數相對的要比Buck電路大,可能由此原因反激的動態特性不如Buck電路。(也可能是電流上限不同造成的。仿真時負載參數也不同,Buck電路負載3-12歐姆跳變,反激電路負載6-30歐姆跳變)

2018/09/03 08:33:57
119
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軍長
思索了一下,反激的動態特性不如buck(正激)應該是受拓撲特性的影響既反激存在所謂的右半平面零點。
Buck的電感儲能和能量傳遞是同時進行的,反激只能先儲能再釋放,在儲能的過程中電壓不可避免的要跌落所以相同的開關頻率下反激的動態特性不如Buck。
2018/09/06 09:12:34
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軍長

對反激的控制電路做了些改進使其可以兼容斷續模式(平均電流與峰值電流的轉換問題),由于電流模式自帶前饋功能所以輸入電壓的變化對輸出幾乎沒有影響(在輸入頻率不是很高的前提下)。

                                    10-6-1 輸入擾動及連續、斷續模式切換

10-6-1中可以看出輸入電壓Vin的波動對電感電流和輸出電壓幾乎無影響,負載在6~100歐姆之間跳變,對圖中兩個紅圈處進行擴展放大如下:

                             10-6-2 輸入擾動及連續、斷續模式切換局部放大

10-6-2中突出的是從輕載到滿載及從滿載到輕載跳變的波形。從對反激的仿真結果看采用恒功控制模式會大幅度提升電路的動態特性,即便是反激這種電路也能將動態變化過程限制在幾個開關周期內而且過沖或跌落量都很小。

“恒功控制模式”是自創的一種叫法或許不夠準確,后面將分析這種控制原理期望能得出一套實用的理論。

2018/09/02 14:11:43
117
jackson_163
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LV1
士兵
搭建的電路能貼上來更方便理解。
2018/12/11 09:22:28
122
悟今生
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LV5
營長
有沒有反激的SABER仿真例子,可以分享一下
2018/12/11 21:58:12
123
boy59[版主]
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LV9
軍長

反激的Saber仿真例子

/upload/community/2018/12/11/1544536585-65025.rar

2018/12/11 22:57:31
124
mikeliran
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LV2
班長
技術進階的好帖
2018/12/19 22:34:50
125
Z001055
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LV1
士兵
學習了,不錯不錯
2018/12/26 19:09:06
126
逐影
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LV2
班長
文檔編輯得很好看  還是干貨  
2019/03/30 11:28:31
128
bojuelina
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班長
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2019/05/14 13:39:38
133
高敏奇A電子芯片
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LV3
排長
打卡
2019/06/14 12:30:47
137
逐影
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LV2
班長
請問樓主,這個MATHCAD中計算式的數字是怎么改顏色的?還有折疊條在哪里加?只有新建模板里面有這個嗎
2019/06/20 08:50:38
138
boy59[版主]
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LV9
軍長
在最上菜單欄的格式/方程中修改變量、常量等的字體顏色,折疊功能是插入/區域實現的。
2019/06/27 13:50:16
139
xotox
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LV4
連長
初看了一遍,還需消化消化
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